Источники питания. Статьи, заметки, очерки, разное...

.
.



____Говорим «современная электроника» – подразумеваем «интеграция». Сочетание все большего числа функций в одном изделии, будь то микросхема или готовое устройство, стало одним из главных направлений развития рынка электроники. В наше время, когда технический прогресс довольно-таки сильно толкает в спину и разработчиков, и производителей, очень важно обладать решениями, с которыми создание новых изделий и их изготовление проходили бы как можно быстрее и проще. Высокоинтегрированные микросхемы позволяют создавать функционально богатые изделия, обходясь минимумом дополнительных компонентов, используя простые печатные платы (зачастую – одни и те же для разных изделий) и сократить число технологических операций при сборке. Можно сказать, что создатели микросхем высокой степени интеграции взяли на себя бóльшую часть сложностей, с которыми приходится сталкиваться разработчикам конечных изделий. Возможности современного микроэлектронного производства позволяют создавать очень сложные и при этом недорогие микросхемы, как специализированные под конкретную задачу, так и универсальные.
____Контроллеры питания компании Active-Semi серии PAC представляют собой этакие «специализированно-универсальные» решения, которые отличаются и ориентацией на конкретные задачи (питание), и универсальностью, позволяющей создавать на основе одной микросхемы различные системы питания. По сути, эти микросхемы представляют собой микроконтроллеры с 32-битным процессорным ядром ARM Cortex M0, работающим на частоте 50 МГц в комплексе со всей необходимой периферией, оснащенные мощным аналоговым интерфейсом и несколькими специализированными функциональными модулями (Рис. 1). «Изюминкой» микросхем PAC можно считать патентованный «многорежимный менеджер питания» (Multi-Mode Power Manager, MMPM), предназначенный для непосредственного управления преобразователями различных типов (Рис. 2). MMPM содержит четыре линейных стабилизатора на различные напряжения и контроллер импульсных преобразователей. Для управления силовыми ключами микросхемы содержат 16-канальный ШИМ-контроллер и конфигурируемые драйверы ключевых транзисторов. С их помощью микросхема может управлять полу- и полномостовыми преобразователями. АЦП, компараторы и программируемые усилители аналогового интерфейса предназначены для измерения напряжения, тока и прочих параметров, значения которых необходимо контролировать при работе изделия. Мощности ядра микроконтроллера хватает для реализации практически любых сценариев работы (например, в беспроводных зарядных устройствах и «умных» преобразователях).
____Таким образом, одна-единственная микросхема PAC может выступать в роли универсального контроллера для различных систем питания. Свойства микросхем этой серии приведены в таблице.




Таблица 1. Микросхемы Active-Semi серии PAC


Datasheet:

PAC5210


Скачать


PAC5220WP


Скачать


.
источник

.




____При разработке импульсных преобразователей и источников питания возникает проблема электромагнитной совместимости. В частности, во входную цепь проникают наводки, которые могут стать причиной повреждения или неустойчивой работы другого электрического оборудования. В начале тестирования источников питания на ЭМС проверяется наличие кондуктивных помех. Испытания можно проводить уже на этапе проектирования, чтобы учесть потенциальные помехи. В статье рассматривается процедура проверки помех в дифференциальном режиме во входной цепи импульсных преобразователей.



____Кондуктивные помехи можно разделить на две составляющие: дифференциальные и синфазные. Входной ток импульсного регулятора, имеющий форму близкую к треугольной, при идеально сбалансированных линиях питания порождает только дифференциальные помехи. Однако из-за несимметричных линий питания и паразитных ёмкостей дифференциальные помехи могут проникнуть в земляной провод по паразитным ёмкостям и вызвать синфазные помехи.


____Схематично действие синфазных (CM) и дифференциальных помех (DM) показано на рис. 1. Происхождение дифференциальных помех разъяснять не требуется, а вот о синфазных помехах скажем несколько слов. Причиной их возникновения обычно служат паразитные ёмкости, через которые происходит утечка тока. Пример возникновения синфазных помех показан на рис. 2.


____Как видно из рис. 2, паразитные помехи создаются из-за наличия межобмоточных паразитных ёмкостей и паразитных ёмкостей. Экранирующая обмотка между первичной и вторичной обмотками трансформатора позволяет существенно уменьшить межобмоточные паразитные ёмкости. Экранирующую обмотку необходимо подключить к фазе входного напряжения, а не к корпусу прибора. На рис. 2 можно также видеть и дифференциальные помехи – входной и выходной шум. Дифференциальные помехи передаются через трансформатор, как и полезный сигнал.


____На рис. 3 показана в общем виде схема линии питания первичной стороны преобразователя с ЭМП-фильтрами. В большинстве случаев гораздо удобнее использовать покупные ЭМП-фильтры, благо их великое множество на отечественном рынке и подобрать требуемый для конкретного проекта не составит труда. При выборе фильтров следует обязательно уточнить, есть ли в них разрядное сопротивление. Чаще всего такое сопротивление отсутствует, и тогда необходимо ввести в схему дискретный резистор, иначе после отключения разъёма от сети на выводах вилки может оставаться высокое напряжение.



____Для того чтобы выполнить требования стандартов электромагнитной совместимости (ЭМС) требуется приложить немало усилий. И хотя основные правила обеспечения ЭМС известны, при проведении сертификационных испытаний нередко можно столкнуться с неприятным сюрпризом, когда изделие не соответствует требованиям стандартов.
____Основная проблема заключается в том, что заранее нельзя рассчитать или смоделировать уровень помех, а испытания на ЭМС макетных образцов и прототипов нецелесообразны, т. к. они конструктивно отличаются от готового изделия. Таким образом, единственный способ удостовериться в соответствии изделия требованиям стандартов заключается в предварительных испытаниях готового изделия.


____Рассмотрим испытания на соответствие нормам по кондуктивным помехам в проводах питающей сети. Эти помехи измеряются в диапазонах частот 9 кГц…30 МГц или 150 кГц…30 МГц. Общая схема испытаний приведена на рис. 4. Устройство LISN (Line Impedance Stabilization Network) на рис. 4 представляет собой схему стабилизации полного сопротивления. Иногда вместо LISN встречается термин AMN (Artificial Mains Network) – эти два термина эквивалентны [1].
____Основная цель LISN/AMN заключается в том, чтобы исключить влияние на результаты измерения нестабильности полного сопротивления сети и помех с её стороны. Однако следует иметь в виду, что если приходится работать с «грязной», зашумлённой сетью, необходимо использовать сетевой ЭМП-фильтр. При использовании LISN/AMN и ЭМП-фильтра можно быть уверенным, что измеряются помехи, создаваемые испытуемым устройством, а не случайные помехи сети. Значение полного сопротивления LISN/AMN в зависимости от частоты указаны в [1]. Другие примеры сетей LISN/AMN см. в [2].


____Предполагается, что кондуктивные помехи свыше 30 МГц значительно ослабляются из-за поверхностного эффекта, а также за счёт паразитных индуктивностей рассеяния проводов, и этими шумами можно пренебречь. Помехи свыше 30 МГц представляют собой радиопомехи и также нормируются стандартами. В статье рассматриваются испытания, в процессе которых измеряются только кондуктивные помехи. Упрощенная структурная схема измерения кондуктивных помех показана на рис. 5.



____Рассмотрим процесс измерения кондуктивных помех на примере DC/DC- преобразователя. На рис. 6 показан типовой входной ток импульсного DC/DC-регулятора с частотой следования импульсов 2 МГц. Входной ток с частотой следования импульсов импульсного регулятора схож с током, который протекает через накопительную индуктивность регулятора. Переменная составляющая входного тока величиной 260 мА в рассматриваемом примере определяет помехи в дифференциальном режиме. Её необходимо минимизировать с помощью входного фильтра. Из-за паразитных эффектов линий питания и компонентов входной цепи при нарастании и спаде входного тока возникают высокочастотные колебания в диапазоне 1 МГц.


____При протекании входного тока через эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) входного конденсатора и импедансы линий питания импульсного регулятора возникает падение напряжения. Это нежелательная переменная составляющая на входном конденсаторе импульсного регулятора. Во‑первых, из-за неё возникает нагрев конденсатора, что сокращает срок его службы; во‑вторых, это пульсирующее напряжение порождает помехи.


____Осциллограмма напряжения на конденсаторе показана на рис. 7 [3]. В этом примере используется электролитический конденсатор с неизвестным, но достаточно высоким ESR, в результате чего возникает нежелательная переменная составляющая с размахом около 2,8 В. Из-за паразитных эффектов возникают также ВЧ-колебания. В данном случае частота этих колебаний составляет 71 МГц.


____На рис. 8 показана LISN-схема для цепи постоянного тока, соответствующая требованиям стандарта CISPR 25. Нормы и методы измерений CISPR 25, которые определяют защиту радиоприёмных устройств, размещенных на подвижных средствах, могут применяться для тестирования ЭМС на этапе разработки импульсных DC/DC-регуляторов. Назначение схемы стабилизации полного сопротивления (импеданса) линии состоит в устранении наводки от напряжения помех как чисто переменной величины V_Diff. Оно измеряется с помощью внутреннего сопротивления 1 кОм. Собственный НЧ-фильтр схемы стабилизации импеданса предотвращает возникновение помехи на другом электрическом оборудовании, подключённом к источнику питания. Источник напряжения V_Supp соединён с входными выводами этой схемы. В случае использования импульсного регулятора на испытуемый образец тоже подаётся напряжение VDC/DC. На рис. 9 представлен результат измерения пикового значения напряжения помехи с помощью анализатора спектра.


____Как и испытуемый образец, понижающий DC/DC-преобразователь тестировался без входного фильтра на коммутационной частоте 2 МГц при входном напряжении 10 В и входном эффективном токе 0,7 А. Напряжение помехи определяется в разных частотных диапазонах в зависимости от метода стандартизации. В рассматриваемом случае измерение проводилось в соответствии с нормами CISPR 25 при начальной частоте 150 кГц и конечной 108 МГц. На осциллограмме хорошо видно колебание с частотой равной рабочей частоте преобразователя. Амплитуда гармонических составляющих падает по мере увеличения частоты в диапазоне сотен МГц. Максимальная амплитуда этого колебания составляет 128 дБмкВ. Уровень помехи V_Diff, как правило, определяется с помощью следующего выражения:


____После преобразования уравнения (1) получаем приблизительный результат измерения напряжения помехи V_Ripple с помощью формулы (2):


____Таким образом, напряжение помехи V_Ripple равно 2,6 В, что примерно соответствует размаху напряжения ранее измеренного напряжения на входном конденсаторе (рис. 7). Очевидно, что для подавления этой помехи требуется входной фильтр.


____Международный стандарт CISPR 24 Class 1 определяет предельную величину амплитуды 66 дБмкВ для узкополосной помехи на частоте 2,0 МГц. Однако предельные значения согласно CISPR 25 и другим стандартам неприменимы для измерений на этапе проектирования, поскольку измерение дифференциальной помехи не установлено нормами ЭМС. Их можно использовать для грубой оценки излучаемых помех в источниках питания. Максимальная амплитуда паразитного излучения, как правило, определяется в наихудшем случае. Таким образом, измерения характеристик импульсных регуляторов выполняются при полной нагрузке и минимальном входном напряжении. На рис. 10 представлен результат измерения того же испытуемого образца с током нагрузки всего 50 мА.
____Из рис. 10 можно определить амплитуду паразитных излучений при малой нагрузке в ВЧ-диапазоне. В рассматриваемом случае максимальная амплитуда колебания составляет 112 дБмкВ, что всего на 16 дБ ниже, чем при полной нагрузке.
____Заметим, что для измерения помех не годится стандартный анализатор спектра – он отражает неправильный результат. Стандартный анализатор спектра покажет пиковые значения, в то время как нормируются квазипиковые и средние значения. Следовательно, необходимо использовать либо специальный анализатор ЭМС, либо передавать данные в компьютер и с помощью ПО обрабатывать их.


____Для приблизительной оценки можно удовольствоваться упрощенными схемами детекторов. На рис. 11 представлена базовая схема детектора средних значений. В нём усиленное напряжение сигнала промежуточной частоты V_IF сначала выпрямляется диодом, который заряжает накопительный конденсатор C_S до величины огибающей. Резистор R_D используется при последующем разряде этого конденсатора. Затем напряжение огибающей сглаживается с помощью НЧ фильтра из R_M и C_M, после чего среднепиковое значение V_M поступает на конденсатор C_M. Такой режим отображения выбирается для того, чтобы определить модулированные несущие частоты, которые применяются в работе импульсных регуляторов.


____В случае применения квазипикового детектора, схожего со среднепиковым детектором, заряжается накопительный конденсатор C_S. На рис. 12 показана базовая схема квазипикового детектора.
____Напряжение сигнала промежуточной частоты сначала выпрямляется с помощью диода. Накопительный конденсатор C_S заряжается при постоянной времени R_LC_S через нагрузочный резистор R_L. Затем разряжается накопительный конденсатор C_S с постоянной времени R_DC_S. Анализатор спектра (прибор М на рис. 9) отображает квазипиковые значения импульсов заряда и разряда накопительного конденсатора.



____На представленных в этой статье примерах мы убедились в необходимости проведения испытаний импульсных преобразователей на ЭМС ещё на этапе разработки. По полученным осциллограммам можно заранее оценить уровень электромагнитных помех на входе импульсного регулятора. Однако определяющими по-прежнему остаются измерения напряжения помехи с помощью анализатора спектра и схемы стабилизации импеданса линии. Если на этапе проектирования импульсного регулятора уже учитывается наличие входного фильтра, его влияние можно проверить с помощью анализатора спектра. Применяя этот метод, разработчик получает возможность установить уровни нежелательных помех в импульсном регуляторе. Селективное использование фильтрующих элементов позволяет приложению успешно пройти финальный тест на электромагнитную совместимость.

1. ГОСТ CISPR16–1-2–2016. Требования к аппаратуре для измерения радиопомех, и помехоустойчивости, и методы измерения. Часть 1–2. Аппаратура для измерения радиопомех и помехоустойчивости. Устройства связи для измерений кондуктивных помех.
   
   
2. Understanding LISNs Is Essential to EMI Pre-Compliance Testing//www.how2power.com.
   
   
3. Measurement of the interference voltage on DC/DC switching regulators//www.we-online.com.
   

.

.


HEMT-транзисторами Infineon можно управлять и с помощью драйверов для MOSFET. Но недостатки методов, применяемых для этого, заставляют обратить внимание на специализированные драйверы GaN EiceDRIVER.


____Освоение технологии производства мощных кремниевых полупроводниковых приборов позволило в своё время совершить настоящий переворот в области силовой преобразовательной техники. С их появлением стало возможным создавать малогабаритные и надёжные преобразователи, которые сегодня используются практически в любой технике, начиная от компактных носимых устройств и заканчивая тяговыми инверторами для всех видов транспорта. Однако очень скоро стало очевидно, что из-за наличия ряда принципиально неустранимых недостатков кремниевые транзисторы стали одним из главных сдерживающих факторов дальнейшего развития этой отрасли электроники, что стимулировало проведение масштабных исследований, направленных на поиск новых типов полупроводниковых приборов и технологий их изготовления.
____На сегодняшний день наиболее перспективным вариантом замены приборов на кремниевой основе являются транзисторы с высокой подвижностью электронов (High-Electron-Mobility Transistor, HEMT), также известные под названием «гетероструктурные полевые транзисторы» (Heterostructure Field-Effect Transistor, HFET). Работы над освоением технологий производства HEMT активно ведутся многими производителями электронных компонентов, в том числе и компанией Infineon, заслуженно являющейся одним из мировых лидеров в этой отрасли. В статье речь пойдёт об особенностях управления транзисторами CoolGaN – одной из первых линеек HEMT, использование которой может вывести преобразователи электрической энергии на совершенно новый уровень качества.



____В отличие от традиционных полевых транзисторов с изолированным затвором, в которых направление тока перпендикулярно плоскости кристалла, в транзисторах с высокой подвижностью электронов основные носители заряда перемещаются параллельно подложке в тонком гетеропереходном слое так называемого двумерного электронного газа (Two-Dimensional Electron Gas, 2DEG). Этот слой образуется в результате взаимного проникновения двух полупроводников с разной шириной запрещенных зон: нитрида галлия (GaN) и сплава нитридов алюминия и галлия (AlGaN).
____Ключевым отличием HEMT от MOSFET является отсутствие паразитного диода между истоком и стоком, что позволяет этим приборам проводить ток и блокировать его протекание в обоих направлениях. Это означает, что приборы могут быть использованы в совершенно новых схемах преобразователей, реализация которых на существующей элементной базе крайне затруднительна. Кроме этого, статические и динамические характеристики HEMT намного лучше, чем у флагманских моделей MOSFET аналогичного класса, что позволяет либо повысить КПД преобразователя за счёт уменьшения всех видов потерь в силовых полупроводниковых элементах, либо путём увеличения частоты переключений уменьшить массу и габариты узлов питания.



____Для лучшего понимания различий между MOSFET и HEMT выполним сравнительную оценку методов управления приборами обоих типов. Эквивалентную схему MOSFET можно представить в виде идеального полевого транзистора, выводы которого зашунтированы тремя нелинейными емкостями: C_GS, C_GD и C_DS (рисунок 1. а). Все распределённые паразитные сопротивления во входной цепи MOSFET обычно учитываются одним сопротивлением R_int, включённым последовательно с затвором. Такая модель, несмотря на её простоту, является достаточно точной для большинства приложений и часто используется на практике.


____Драйвер MOSFET обычно содержит два ключа, соединяющих затвор с источниками положительного (по отношению к истоку) V_P и отрицательного – V_N, – напряжений, хотя во многих приложениях используется однополярный метод управления, при котором V_N = 0. Для предотвращения нежелательных колебаний напряжения во входных цепях транзистора, вызванных высокой скоростью переходных процессов в цепях стока, ток заряда/разряда ёмкости затвора обычно ограничивается путём включения последовательно с затвором дополнительных резисторов. Если ключи драйвера имеют отдельные выводы, как в показанном на рисунке 1 а драйвере IFX, то устанавливать ток затвора на интервалах включения и выключения можно разными резисторами R_on и R_off, что позволяет максимально оптимизировать процесс коммутации.
____После подключения затвора к источнику V_P напряжение на ёмкости C_GS начнет практически линейно возрастать, пока не достигнет порогового значения V_th, при котором появится ток в цепи стока (рисунок 1 б). Это означает, что до начала открытия транзистора драйвер должен сообщить ёмкости C_GS некоторый заряд Q_GS. По мере формирования в транзисторе проводящего канала и увеличения тока стока напряжение между истоком и стоком начинает уменьшаться, что из-за наличия отрицательной обратной связи через паразитную ёмкость C_GD приведёт к уменьшению напряжения между затвором и истоком (эффект Миллера). До момента установления напряжения на стоке напряжение на затворе будет практически неизменным и равным V_Miller, хотя драйвер будет продолжать наращивать заряд затвора, доведя его к моменту завершения формирования канала до величины Q_GS + Q_GD. После завершения переходных процессов в цепях стока напряжение на затворе снова начнёт увеличиваться, пока не достигнет значения V_P, а в ёмкость затвора в итоге не будет передан суммарный заряд Q_Gtot. При выключении транзистора все процессы будут протекать в обратном направлении: линейное уменьшение напряжения на затворе до величины V_Miller, разрушение проводящего канала при сохранении напряжения на затворе практически постоянным и линейное уменьшение напряжения до величины V_N. Через затвор при этом должен пройти тот же заряд Q_Gtot, но уже в обратном направлении.
____Таким образом, ток затвора MOSFET состоит из положительных и отрицательных импульсов (рисунок 1 в), переносящих одинаковый заряд Q_Gtot в обоих направлениях. Как видно из рисунка, самыми продолжительными и самыми критическими этапами коммутации являются интервалы перезаряда ёмкости Миллера, во время которых происходит создание/разрушение проводящего канала и транзистор находится в активном режиме. Длительности этих интервалов напрямую зависят от токов заряда I_on и разряда I_off ёмкости затвора (формулы 1 и 2):


____Как видно из формул 1 и 2, токи затвора и, соответственно, время коммутации транзистора пропорциональны разнице напряжений V_P(V_N) и V_Miller. Это означает, что при однополярном методе управления, когда V_N = 0, напряжение V_Miller должно быть достаточно большим, иначе ток I_off будет мал и время откачки заряда из ёмкости затвора значительно увеличится.
____В отличие от MOSFET, в нитрид-галлиевых HEMT затвор образует с истоком и стоком p-n-переходы, ограничивающие падение напряжения в прямом направлении V_F на уровне 3…3,5 В (рисунок 2 а). Очевидно, что пороговое напряжение открывания транзистора V_th и напряжение Миллера V_Miller должны быть меньше V_F, иначе транзистор просто не будет работать. На практике это гарантируется физикой работы приборов, даже несмотря на то, что в реальных транзисторах разность напряжений V_F – V_Miller зависит от температуры кристалла, тока стока и имеет определенный технологический разброс. В существующих HEMT CoolGaN пороговое напряжение включения находится в области V_th = 1 В, что значительно ниже, чем для MOSFET.


____Эквивалентная схема цепи управления HEMT во многом аналогична схеме MOSFET. Как и в предыдущем случае, она содержит идеальный полевой транзистор, хоть и с более низкими напряжениями V_th и V_Miller, нелинейные паразитные емкости C_GS, C_GD и C_DS и резистор R_int в цепи затвора, отражающий наличие внутренних распределённых сопротивлений. Ключевым отличием эквивалентной схемы является наличие двух диодов во входной цепи, кардинально меняющих методы управления этими полупроводниковыми приборами.
____Процессы переключений HEMT и MOSFET также аналогичны. Вначале напряжение на затворе практически линейно увеличивается до значения V_th, стабилизируется на уровне V_Miller, а затем, после установки напряжения на стоке, снова увеличивается (рисунок 2 б). Однако если для MOSFET максимальное напряжение на затворе определяется выходным напряжением драйвера V_P, то в случае HEMT оно ограничивается падением напряжения V_F на p-n-переходах затвора. Как и для MOSFET, длительности переключений зависят от токов затвора во время перезаряда ёмкости Миллера и определяются по формулам 1 и 2, но теперь после завершения процесса включения в цепи затвора продолжает протекать ток I_ss (формула 3):


____Наличие тока I_ss приводит к необходимости передачи драйвером дополнительного заряда Q_ss на этапе открытого состояния транзистора (рисунок 2 в), и это означает ни что иное как дополнительные потери в цепи управления, поэтому величина I_ss должна быть как можно меньше. А это можно обеспечить единственным способом – увеличением сопротивления R_on после завершения заряда ёмкости затвора до величины R_ss.
____Таким образом, процесс управления HEMT заключается в обеспечении относительно больших токов I_on и I_off на этапах перезаряда ёмкости Миллера и как можно меньшего тока I_ss во время открытого состояния.
____Но как это реализовать на практике? Начнём с процесса выключения. Согласно формуле 2, при однополярном способе питания драйвера малое значение V_th приводит к уменьшению тока I_off. В лучшем случае это приведёт к увеличению времени выключения, а в худшем – к повторному открытию транзистора, ведь при высоких скоростях переходных процессов в цепи стока ток через паразитную ёмкость C_GD может превысить I_off, и напряжение на затворе станет больше V_Miller. В полумостовых схемах такой режим переключения, скорее всего, приведёт к появлению сквозных токов и, соответственно, к разрушению всей силовой части преобразователя. Таким образом, драйвер должен обеспечить такое выходное напряжение V_N, чтобы напряжение на затворе при любом режиме переключений, особенно при жёсткой коммутации, было гарантированно меньше порога открывания транзистора V_th. Поэтому при закрытии HEMT рекомендуется, чтобы V_N было меньше нуля.
____При включении транзистора ситуация также не является простой. Как следует из формул 1 и 3, одинаковое значение сопротивлений до и после заряда ёмкости затвора (R_ss = R_on) приведёт либо к малым, либо к большим значениям токов I_on и I_ss. В первом случае это обеспечит малые потери на этапе проводящего состояния и значительное рассеивание мощности в процессе формирования канала, во втором — наоборот, к малым потерям при включении и большим в статическом режиме.
____Таким образом, в идеальном случае для управления HEMT драйвер должен иметь три узла для формирования токов I_on, I_off и I_ss и подключаться, в общем случае, к трём отдельным источникам питания. Конечно, количество источников питания можно уменьшить до двух (положительной и отрицательной полярности), но тогда необходимо по каким-то критериям отслеживать момент окончания заряда ёмкости Миллера, чтобы произвести коммутацию резисторов в цепи затвора с R_on на R_ss. Очевидно, что такие решения являются технически более сложными, чем для MOSFET.



____Как видно из особенностей управления HEMT, драйверы, рассчитанные на работу с MOSFET, включенные по стандартной схеме, плохо подходят для управления транзисторами CoolGaN. Тем не менее, компания Infineon предлагает оригинальный метод управления транзисторами CoolGaN с помощью драйверов для MOSFET, не требующий сложных технических решений. В предлагаемой схеме (рисунок 3) вместо классического метода управления с фиксированными сопротивлениями в цепи затвора используется специализированная RC-цепочка, обеспечивающая три независимых траектории протекания тока с возможностью его регулировки по каждому направлению.


____Принцип формирования токов затвора заключается в следующем. При открытии транзистора ёмкость затвора быстро заряжается током I_on, протекающим через конденсатор C_on и резистор с малым сопротивлением R_on. По окончании заряда ёмкостей C_G и C_on ток I_on уменьшается до нуля, а необходимое напряжение на затворе поддерживается малым током I_ss, определяемым сопротивлением R_ss. При закрытии транзистора, несмотря на то что драйвер питается от единственного источника положительного напряжения V_s, к затвору транзистора прикладывается обратное напряжение конденсатора C_on, заряженного на этапе открытия. Ток разряда I_off при этом определяется сопротивлением резистора R_off.Таким образом, несмотря на относительную сложность процесса управления HEMT, технически все необходимые условия для обеспечения его правильной коммутации могут быть достигнуты незначительной переделкой схемы выходного каскада драйвера и добавлением всего нескольких внешних компонентов.
____Ключевыми преимуществами такого решения являются использование широкодоступных микросхем и возможность питания от единственного источника положительного напряжения V_s. При этом на микросхему драйвера накладывается единственное специфическое ограничение – её ключи должны быть соединены с разными выводами микросхемы и не соединены между собой.
____В качестве примера рассмотрим вариант управления транзисторами CoolGaN с помощью входящего в семейство EiceDRIVER Compact драйвера 1EDI20N12AF. Микросхемы семейства EiceDRIVER Compact рассчитаны на работу с широким спектром полевых транзисторов с изолированным затвором, в том числе и самых современных приборов на основе карбида кремния (SiC). Отличительной особенностью всех драйверов этого семейства является наличие гальванической развязки в цепях управляющих сигналов, реализованной на основе трансформаторов без сердечников (Coreless Transformer Technology, CTT), обладающей наивысшим уровнем помехоустойчивости к синфазным помехам. Кроме этого, данные микросхемы имеют множество дополнительных встроенных функций, в числе которых согласование задержек распространения сигналов, интегрированные входные помехоподавляющие фильтры, широкий диапазон питающих напряжений, в том числе и двуполярных, защита от пониженного напряжения, активное подавление эффекта Миллера, обнаружение коротких замыканий на выходе и другие.
____Микросхема 1EDI20N12AF (рисунок 4) является одноканальным драйвером с раздельными выходами, максимальный ток которых может достигать 2 А. Высокое значение выходного тока и наличие гальванической развязки позволяют использовать данную микросхему в схемах с высокой частотой переключений для управления транзисторами как верхнего, так и нижнего плеча. Кроме этого, драйвер 1EDI20N12AF поддерживает возможность одно- и двуполярного питания и управление с помощью дифференциальных сигналов.


____Определим основные факторы, влияющие на параметры электрических процессов при переключении HEMT, воспользовавшись для этого упрощённой схемой, показанной на рисунке 5 а. В этой схеме входная часть транзистора представлена в виде постоянной ёмкости C_G = 2 нФ, параллельно которой включена цепочка из последовательно соединенных диода с падением напряжения, равным 3,5 В, и сопротивления R_dio = 3 Ом. Для упрощения расчётов выходное напряжение драйвера эмулировано с помощью источника прямоугольных импульсов амплитудой V_S, подключённого к затвору через RC-цепочку с номиналами C_on = 2 нФ, R_on = 10 Ом и R_ss = 500 Ом.


____Пусть перед подачей первого импульса ёмкости C_G и C_on разряжены. После перехода напряжения источника сигнала с нуля до V_S они начнут заряжаться током, определяемым формулой 4:


____Пока напряжение затвора V_G не станет равным 3,5 B, ток через диод протекать не будет, и заряды ёмкостей C_G и C_on будут равны. Это позволяет определить связь между напряжением V_С (в точке соединения резистора R_on с конденсатором C_on) и напряжением на затворе V_G (формула 5):


____Пусть в качестве примера C_on = C_G, следовательно, напряжение V_C будет в два раза больше напряжения на затворе (V_C = 2⋅V_G). Это будет продолжаться до тех пор, пока напряжение V_G не станет равным напряжению пробоя диода (V_G = 3,5 В), а напряжение V_C не достигнет уровня V_C = 2⋅V_G = 7 B. После этого напряжение на ёмкости C_G начнёт ограничиваться диодом на уровне приблизительно 3,5 В, а на емкости V_C – продолжит увеличиваться до величины V_S. Таким образом, результирующий заряд конденсатора RC-цепочки станет больше заряда ёмкости затвора на величину C_on(V_S – 7 В). Однако это возможно только в том случае, если напряжение V_S будет больше напряжения, при котором происходит пробой диода (в данном случае – V_S > 7 В). При V_S < 7 В ситуация будет обратной: заряд ёмкости затвора в итоге станет больше заряда конденсатора RC-цепочки, поскольку после быстрого заряда ёмкостей C_on и C_G до величины V_S/2 током I_on ёмкость затвора продолжит медленно заряжаться через резистор R_ss, пока не произойдет пробой диода и напряжение на C_G не ограничится на уровне 3,5 В.
____Это хорошо проиллюстрировано на рисунке 5 б, на котором чётко видно, что напряжения V_S = 6 В недостаточно для быстрого заряда ёмкости затвора. Согласно результатам моделирования, ток цепочки R_on C_on очень быстро заряжает ёмкость затвора до величины 3 В, а уже после этого происходит её медленный заряд до уровня 3,5 В малым током, протекающим через резистор R_ss. А вот при более высоких напряжениях (V_S = 8 В и V_S = 10 В) диаграммы напряжения на этом участке практически одинаковы.
____В конечном итоге, после завершения всех переходных процессов схема придет в стационарное состояние, описываемое формулами 6, 7 и 8:


____В этом состоянии входная цепь будет находиться до тех пор, пока напряжение источника сигнала не станет равным нулю. После этого начинаются переходные процессы выключения транзистора, параметры которых теперь уже очень сильно зависят от величины V_S.
____Сразу после коммутации начнётся быстрое уравновешивание зарядов ёмкостей C_on и C_G через резистор R_on. Это приведёт к тому, что на затворе достаточно быстро, поскольку сопротивление R_on мало, установится некоторое напряжение V_G, зависящее от разницы зарядов ёмкостей C_on и C_G (формула 9):


____Если заряд конденсатора RC-цепочки Q(C_on) окажется меньше заряда затвора Q(C_G), то напряжение V_G останется положительным и, учитывая малую величину V_th, транзистор даже может остаться в открытом состоянии. Конечно, рано или поздно ёмкость затвора будет разряжена до нуля через резистор R_ss, и транзистор закроется, однако к этому времени силовая часть преобразователя уже может выйти из строя. Таким образом, обязательным условием гарантированного и безопасного выключения HEMT при таком методе управления является обеспечение соотношения Q(C_on) > Q(C_G).
____На рисунке 6 показана одна из «правильных» диаграмм напряжения на затворе, полученная при V_S = 12 B. В общем случае, величину напряжения на затворе V_Ni, устанавливаемого после уравновешивания зарядов ёмкостей, можно определить из формул 6, 7 и 9 (формула 10):


____Это напряжение будет уменьшаться с постоянной времени τ (формула 11):


и к моменту следующего открытия транзистора t_off станет равным V_G(t_off) (формула 12):


____Это означает, что за время закрытого состояния транзистора напряжение на затворе изменится на величину ΔV_N (формула 13):


____Таким образом, следующее включение транзистора начнётся уже не с нулевых условий. Из-за этого после достижения на затворе напряжения пробоя диода конденсатору RС-цепочки потребуется дополнительный заряд, что хорошо видно на рисунке 5 в, где показано, что при втором включении ток диода I_D намного меньше, чем при первом. На рисунке 5 в также видно, что при малых значениях V_S ток диода во время переходных процессов равен нулю и начинает появляться лишь после дозаряда ёмкости затвора током I_ss, постепенно увеличиваясь до значения, определяемого формулой 8.
____Ток затвора I_G в более мелком масштабе показан на рисунке 5 г, где видно, что он также зависит от остаточного заряда емкости RC-цепочки. Это означает, что начиная со второй коммутации транзистора, напряжение V_C уже не будет в два раза больше V_G, и формула 5 преобразуется в формулу 14:


____Таким образом, при последующих включениях, согласно формуле 4, наличие остаточного заряда в ёмкостях затвора и RC-цепочки приведёт к уменьшению тока затвора, а следовательно – и к изменению длительностей включения и выключения транзистора.
____Конечно, управление реальным транзистором с помощью драйверов MOSFET будет отличаться от рассмотренного идеализированного варианта. Во-первых, ёмкость затвора не является постоянной. Если в моменты начала и окончания процесса коммутации величина C_G примерно одинакова, то на этапе формирования и разрушения канала из-за эффекта Миллера она резко увеличивается, что приводит, в том числе, и к увеличению длительности переключений. Во-вторых, любой драйвер не является идеальным устройством и имеет конечное время нарастания и спада напряжений на выходах, не говоря уже о наличии паразитных параметров, в том числе и печатных проводников.
____Однако наиболее «узким местом» предложенного метода управления является зависимость напряжения V_Ni, прилагаемого к затвору в момент закрытия, от параметров RC-цепочки. Для реальных транзисторов величину V_Ni можно получить из формул 9 и 10, заменив гипотетическую емкость C_G на реальную – C_iss, а её заряд Q(C_G) – на полный заряд затвора Q_Gtot, который для транзисторов CoolGaN равен приблизительно 5…7 нКл (формула 15):


____Оптимальные значения V_Ni и C_on зависят от конкретного приложения и всегда являются результатом компромисса между скоростью переключения и устойчивостью схемы. Графическое представление формулы 15, показанное на рисунке 7 позволяет оценить характер поведения схемы при различных значениях напряжения питания драйвера V_S.


____И последним важным недостатком данного метода является зависимость напряжений, прикладываемых к затвору транзистора, от параметров сигнала управления. Действительно, на протяжении выключенного состояния _toff ёмкость затвора, согласно формуле 12, постепенно разряжается через резистор R_ss, что приводит к изменению начального напряжения на затворе в момент включения. Это означает, что любое изменение коэффициента заполнения импульсов управления или частоты переключений может привести к изменению _toff и, соответственно, к изменению всех процессов, протекающих во входной цепи транзистора.



____Из сказанного можно сделать вывод, что управление HEMT с помощью существующих драйверов MOSFET хоть и является технически реализуемой задачей, однако требует высокой квалификации разработчика и тщательной проработки всех возможных режимов работы силовой части. Однако кроме описанной выше зависимости напряжения затвора от параметров сигнала управления существует ещё одна не очевидная проблема, наиболее ярко проявляющаяся при использовании HEMT в полумостовых схемах.
____В нормальном режиме один из ключей полумоста (верхний или нижний) обычно включён, а второй – выключен. Однако в некоторых режимах работы системы, таких как блокировка, пакетный режим и тому подобное, оба ключа полумоста могут быть выключены, а сам преобразователь неактивен. Обычно в таком состоянии система находится гораздо дольше, чем длительность цикла преобразования 1/f_SW, поэтому конденсаторы RC-цепочек и ёмкости затворов транзисторов успевают за это время полностью разрядиться через резисторы R_ss (рисунок 8 а). Это означает, что при следующем включении преобразователя при первой коммутации ключей переходные процессы в цепях истока/стока открывающегося транзистора могут привести к открыванию транзистора другого плеча (например, из-за резкого увеличения напряжения на стоке), ведь напряжения на его затворе ещё недостаточно для гарантированного удержания HEMT в закрытом состоянии.


____Одним из вариантов решения этой проблемы может стать принудительная подача на затворы транзисторов отрицательного напряжения во время простоя преобразователя, однако из-за наличия резисторов R_ss это приведёт к дополнительным и нерациональным потерям. Более экономичным вариантом является принудительное удержание на затворах HEMT нулевого напряжения во время простоя и кратковременная подача на все затворы отрицательного напряжения перед запуском (рисунок 8 б). Это гарантирует закрытие нужных транзисторов и надежный запуск системы без дополнительных перегрузок в силовой части.
____Такой метод управления можно с легкостью реализовать с помощью микросхем семейства драйверов GaN EiceDRIVER (рисунок 9), специально разработанного компанией Infineon для управления нитрид-галлиевыми HEMT. В отличие от традиционных решений для управления MOSFET, выходные каскады драйверов GaN EiceDRIVER реализованы по мостовой схеме, что позволяет формировать на затворе двуполярное напряжение, используя для этого единственный источник питания, который должен быть обязательно изолированным. Это является основным специфическим требованием данных драйверов, что может несколько усложнить схему управления ключами нижнего плеча по сравнению с традиционными решениями.


____Во время работы преобразователя ключи S₃ и S₄ выключены, и формирование сигналов управления затвором осуществляется только ключами S₁ и S₂ по принципам, описанным в предыдущей части статьи. Поскольку для многих приложений вполне приемлемо, чтобы ток заряда затвора был равен току его разряда, в базовой схеме включения драйверов GaN EiceDRIVER во внешней RC-цепочке предусмотрены всего два резистора. Резистор R_tr ограничивает токи быстрого заряда и разряда в моменты коммутации, а R_ss предназначен для установки токов в открытом и закрытом состояниях. Тем не менее, при необходимости токи заряда и разряда затвора могут отличаться, что достигается включением последовательно с истоком дополнительного резистора R_off и шунтированием резистора R_tr диодом (рисунок 10 а). В этом случае максимальные значения токов на различных интервалах определяются формулами 16, 17 и 18:


____Ключевым отличием драйверов GaN EiceDRIVER является алгоритм работы при переходе преобразователя в неактивный режим. Для этого предназначен специализированный вывод DISABLE, при установке на котором высокого уровня ключи S₁ и S₃ замыкаются, и напряжение между затвором и истоком становится равным нулю (рисунок 10 б). В этом состоянии система будет находиться до следующего включения преобразователя. При следующей активизации происходит переключение ключей S₃ и S₄, в результате чего ёмкости затворов заряжаются до напряжения –V_DDO. Это напряжение больше напряжения V_N, подаваемого обычно на затворы при выключении, однако из-за непродолжительного времени такого состояния потерями можно пренебречь. Кроме этого, повышенное отрицательное напряжение на затворах дополнительно гарантирует, что транзисторы будут находиться в выключенном состоянии. Однако высокое значение отрицательного напряжения на затворе может привести к сложностям при открытии транзистора, поэтому перед подачей положительного напряжения между затвором и истоком ёмкость затвора снова замыкается на непродолжительное время (t₃ ≈ 20 нс), что вполне достаточно для её разряда.
____Несмотря на относительную сложность самого алгоритма управления, использование специализированных драйверов GaN EiceDRIVER значительно упрощает процесс разработки преобразователей на основе HEMT CoolGaN, поскольку все необходимые узлы уже интегрированы в данные микросхемы. На сегодняшний день в линейке GaN EiceDRIVER присутствуют всего три модели драйверов (таблица 1). Две микросхемы – с обычной изоляцией (1EDF5673F) и усиленной (1EDS5663H), в корпусах DSO, – доступны для приобретения уже сейчас. В ближайшее время ожидается выход на рынок модели 1EDF5673K в компактном корпусе LGA с размерами всего 5х5 мм.

Таблица 1. Основные параметры драйверов GaN EiceDRIVER


____Драйверы GaN EiceDRIVER предназначены для использования в высоконадежных системах с повышенной удельной мощностью (рисунок 11). Продолжая традиции семейства EiceDRIVER, они укомплектованы всеми функциями, необходимыми для быстрой разработки высококачественных преобразователей. На сегодняшний день компания Infineon выпускает лишь одноканальные драйверы HEMT, однако благодаря наличию изоляции их можно использовать для управления транзисторами как нижнего, так и верхнего плеча.




____Несмотря на то, что основные принципы управления HEMT CoolGaN во многом похожи на методы управления существующими силовыми полупроводниковыми приборами, их использование на практике оказывается несколько сложнее и требует от разработчика четкого понимания всех процессов, происходящих в силовой части преобразователя. Тем не менее, благодаря существованию таких высокоинтегрированных решений как драйверы GaN EiceDRIVER, производство преобразователей на основе HEMT CoolGaN мало чем отличается от сборки схем на традиционных полупроводниковых компонентах. Это позволяет прогнозировать, что, по мере развития технологии производства, расширения номенклатуры и ожидаемого снижения цены на HEMT, этот тип полупроводниковых приборов сможет составить серьезную конкуренцию существующим MOSFET и IGBT, вплоть до полной замены их в силовой преобразовательной технике.


.

Компания Mornsun разработала и серийно производит новый вид продукции – источники питания в перфорированном кожухе, монтируемые на шасси. Новое семейство AC/DC-преобразователей LM выпускается в диапазоне мощности 15…350 Вт и включает в себя серии мощностью 15/25/35/50/75/100/150/200/350 Вт на стандартные выходные напряжения 3,3…48 В, в зависимости от серии.

К сожалению РКП полностью похерило работу с картинками, по крайней мере у меня, в итоге теперь вместо красивых картинок будут тупо ссылки, хотя и как картинки вставлять буду, может у кого-то и будет корректно отображаться, притом не вижу закономерности, 500 КБ картинка не грузится на 100 нормально, а на 35 со второго раза, в общим Чебурнет :
https://cloud.mail.ru/public/UuAC/P75nhxnjt


Источники питания характеризуются невысокой стоимостью и при этом имеют компактные размеры, хорошие показатели КПД и ЭМС, устойчивы ко входному напряжению до 305 В и обладают изоляцией «вход-выход» 3000/4000 В (таблица 1).

Данные источники питания предназначены для широкого применения в системах промышленной автоматизации и контроля, в электромеханических устройствах, интерьерном освещении (для питания LED-лент и модулей), в светодиодных информационных системах, а также там, где требуется простой, надёжный и недорогой источник питания.

Особенности:

• температурный диапазон -30…70°С;
  
• диапазон входного напряжения 85…305 В AC/100…430 В DC;
  
• КПД до 88%;
  
• малая потребляемая мощность на ХХ (<0,5 Вт);
  
• напряжение изоляции «вход-выход» до 4000 В;
  
• защита от КЗ, перегрузки и превышения выходного напряжения;
  
• высота корпуса для LMxx…23Bxx 25 мм.
  

Применение:

• устройства промышленной автоматизации и контроля;
  
• электромеханические устройства;
  
• интерьерное LED-освещение;
  
• светодиодные информационные табло и указатели.
  

Рекомендации по выбору и применению

LM/LMF: основная информация

Таблица 1. Основные технические параметры.






.